精密PCB製造、高頻PCB、高速PCB、標準PCB、多層PCB和PCB組裝。
The process of transferring high-frequency energy from the coaxial 連接器 to the printed circuit board (PCB) is usually called signal injection, 其特點難以描述. 由於電路結構的不同，能量傳輸的效率差异很大. 因素，例如 PCB資料 及其厚度和工作頻率範圍, 以及連接器設計及其與電路資料的相互作用將影響效能. 通過瞭解不同的訊號注入設定，回顧射頻和微波訊號注入方法的一些優化案例, 效能可以提高.
實現有效的訊號注入與設計有關. 通常地, 寬帶優化比窄帶優化更具挑戰性. 通常地, 隨著頻率的新增，高頻注入變得更加困難, 隨著電路資料厚度的新增和電路結構的複雜性的新增，它也可能有更多的問題.
Signal injection design and optimization
The signal injection from the coaxial cable and 連接器 to the microstrip PCB板 如圖1所示. The electromagnetic (EM) field distribution through the coaxial cable and the connector is cylindrical, 而PCB中的電磁場分佈是平的或矩形的. 從一種傳播介質到另一種傳播介質, 現場分佈將發生變化，以適應新環境, 導致异常. 變化取決於介質類型； 例如, 訊號注入是否從同軸電纜和連接器到微帶, grounded coplanar waveguide (GCPW), 或帶狀線. 同軸電纜連接器的類型也起著重要作用.
優化涉及多個變數. 瞭解同軸電纜內的電磁場分佈很有用/connector, 但接地回路也必須被視為傳播介質的一部分. 通常有助於實現從一種傳播介質到另一種傳播介質的平滑阻抗過渡. 瞭解阻抗不連續處的電容電抗和電感電抗使我們能够瞭解電路行為. If three-dimensional (3D) EM simulation can be performed, 可以觀察到電流密度分佈. 此外, 最好考慮與輻射損失有關的實際情況.
雖然訊號發射器連接器和PCB之間的接地回路似乎不是問題, 從連接器到PCB的接地回路是非常連續的, 情况並非總是如此. 連接器的金屬和PCB之間通常有一個小的表面電阻. 連接不同零件和這些零件的金屬的焊接車間的導電性也存在微小差异. 在低射頻和微波頻率下, 這些微小差异的影響通常很小, 但在更高的頻率下，對效能的影響很大. 接地回路的實際長度將影響使用給定連接器和PCB組合可以實現的傳輸質量.
如圖2a所示, 當電磁能量從連接器引脚傳輸到微帶PCB的訊號線時, 對於較厚的微帶傳輸線而言，返回連接器外殼的接地回路可能太長. 使用 PCB資料 with a higher dielectric constant will increase the electrical length of the ground loop, 從而加劇了問題. 路徑擴展可能導致頻率相關問題, 這反過來會導致局部相速度和電容差异. 兩者都與變換區域中的阻抗有關，並會對其產生影響, 導致回報損失差异. 理想的, 接地回路的長度應最小化，以便在訊號注入區域沒有阻抗异常. 請注意，圖2a所示連接器的接地點僅存在於電路底部, 這是最壞的情况. 許多射頻連接器的接地引脚與訊號位於同一層. 在這種情況下, 接地墊也設計在PCB上.
圖2b顯示了接地共面波導到微帶訊號注入電路. 在這裡, 電路的主體是微帶, but the signal injection area is grounded coplanar waveguide (GCPW). 共面發射微帶是有用的，因為它最小化了接地環路，並具有其他有用的特性. 如果您使用的連接器在訊號線兩側都有接地插腳, 接地引脚間距對效能有重大影響. 已經表明，該距離會影響頻率回應.
在使用基於Rogers的10mil厚RO4350B層壓板的共面波導到微帶微帶進行實驗時，使用了共面波導埠和其他部件之間具有不同接地距離的連接器（見圖3）。 接頭A的接地間距約為0.030“，接頭B的接地間距為0.064”。 在這兩種情况下，連接器傳輸到同一電路。
x軸表示頻率, 每個分區5 GHz. When the microwave frequency 是低er (< 5 GHz), 效能相當, 但是當頻率高於15GHz時, 接地間隔越大，電路效能越差. 接頭類似, 儘管兩種型號的銷直徑略有不同, 連接器B的引脚直徑更大，設計用於更厚的 PCB資料. 這也可能導致效能差异.
一種簡單有效的訊號注入優化方法是最小化訊號傳輸區域的阻抗失配. 阻抗曲線的新增基本上是由於電感的新增, 而阻抗曲線的下降是由於電容的新增. For the thick microstrip transmission line shown in Figure 2a (assuming that the dielectric constant of the PCB資料 is low, 大約3.6), 導線比連接器的內導體寬得多. 由於電路導線和接頭導線的尺寸差异很大, 在過渡過程中會發生強電容性突變. 通常可以通過逐漸變細電路導線來减少其與同軸連接器引脚連接處形成的尺寸間隙，從而减少電容突變. 縮小 PCB導線 will increase its inductance (or decrease its capacitance, 以抵消阻抗曲線中的電容突變.
必須考慮對不同頻率的影響. 較長的級配線將對低頻生產更敏感. 例如, 如果在低頻時回波損耗很低，同時存在電容阻抗尖峰, 使用更長的梯度線更合適. 相反地, 較短的梯度線對高頻的影響較大.
對於共面結構, 當相鄰接地層靠近時，電容會新增. 通常, 通過調整漸變訊號線與相鄰接地層之間的距離，在相應頻帶內調整訊號注入區域的感應電容. 在某些情况下, 共面波導的相鄰接地墊在錐形線的一段上較寬，以調整低頻段. 然後, 漸變線較寬部分的間距變窄, 並且較窄部分的長度不長，從而影響較高的頻帶. 一般來說, 導線梯度的變窄將新增靈敏度. 梯度線的長度影響頻率回應. 改變共面波導的相鄰接地墊可以改變電容. 焊盤間距可以改變頻率回應, 它在電容的變化中起主要作用.
Instance
Figure 4 provides a simple example. 圖4a是具有細長錐形線的厚微帶傳輸線. 漸變線為0.018" (0.46 mm) wide at the edge of the board, 0.110" (2.794 mm) long, 最後變成50Ω線寬0.064" (1.626 mm) wide. 在圖4b和4c中, 漸變線長度縮短. 已選擇現場可壓接端子連接器，且未焊接, 囙此，在每種情况下都使用相同的內導體. The microstrip transmission line is 2" (50.8 mm) long and is processed in a 30mil (0.76 mm) thick RO4350B? 層壓板上的微波電路, 介電常數為3.66. 在圖4a中, the blue curve represents the insertion loss (S21), 波動很大. 相反, 圖4c中的S21波動量最小. 這些曲線表明，梯度線越短, 效能越高.
也許圖4中最具說明性的曲線顯示了電纜的阻抗, connector, and circuit (green curve). 圖4a中的大正向波峰值表示連接到同軸電纜的連接器埠1, 曲線上的另一個峰值表示電路另一端的連接器. 由於漸變線的縮短，阻抗曲線上的波動减小. 阻抗匹配的改善是因為訊號注入區域中的灰度線變得越來越寬和越來越窄； 較寬的漸變線降低了電感.
我們可以從優秀的訊號注入設計中瞭解更多關於注入區域的電路尺寸2. 該電路也使用相同的板和相同的厚度. 共面波導-微帶電路, 通過使用圖4的經驗, 產生了比圖4更好的效果. 最明顯的改進是消除阻抗曲線中的感應峰. 事實上, 這是由一些電感峰和電容穀引起的. 使用正確的梯度線最小化感應峰值, 並在注入區域使用共面接地墊耦合來新增電感. 圖5的插入損耗曲線比圖4c的平滑, 同時也改善了回波損耗曲線. 對於使用 PCB資料 with higher dielectric constants or different thicknesses, 或使用不同類型連接器的微帶電路, 圖4所示示例的結果不同.
訊號注入是一個非常複雜的問題, 受到許多不同因素的影響. 本示例和這些指南旨在幫助設計師理解基本原則.
