PCB-Neuigkeiten - Leitfaden für die Entkopplung von PCB-Netzteilen

Wenn Ingenieure ein PCB-Stromverteilungssystem entwerfen, teilen sie zuerst das gesamte Design in vier Teile auf: Stromversorgung (Batterie, Konverter oder Gleichrichter), PCB, Leiterplattenentkopplungskondensatoren und Chipentkopplungskondensatoren. Dieser Artikel konzentriert sich hauptsächlich auf PCB- und Chipentkopplungskondensatoren. Leiterplattenentkopplungskondensatoren sind normalerweise sehr groß, etwa 10mF oder größer und werden hauptsächlich in bestimmten Gelegenheiten verwendet.

Die Konstruktion eines Entkopplungskondensators umfasst zwei Schritte. Berechnen Sie zuerst den Kapazitätswert basierend auf der Elektrizität, und platzieren Sie dann den Kondensator auf der Leiterplatte. Um genau zu sein, wie weit ist der Kondensator vom digitalen Chip entfernt geeignet? Aber die Leute übersehen oft, dass die Leiterplatte selbst Teil des Entkopplungsdesigns ist. In diesem Artikel wird diskutiert, wo die Leiterplatte für das Entkopplungsdesign geeignet ist.

Anforderungen an die Entkopplung

Grundsätzlich versorgt das Netzteil den digitalen Chip über einen Draht mit Energie. Dieses Netzteil kann "weit" vom Chip entfernt sein. Es ist nicht ungewöhnlich, dass das Netzkabel eine 5-Zoll-Länge von 16-AWG-Draht und eine 4-Zoll-Länge von 20-Millionen-Spur hat. Diese Drähte haben Widerstand, Kapazität und Induktion, die alle die Übertragung der Energie beeinflussen. Induktivität ist direkt proportional zur Länge des Drahtes und ist die Ursache für die meisten Qualitätsprobleme.

Das Routing muss sorgfältig überlegt werden, da es die Gesamtinduktivität und die Schleife bestimmt, durch die der Strom fließt. Diese Schleife kann und wird wahrscheinlich elektromagnetische Störungen (EMI) ausstrahlen.

Durch Platzieren eines kleinen Netzteils (z. B. eines Kondensators) neben dem Chip kann die Länge der Leiterbahn vom Kondensator zum Vcc-Pin des Chips minimiert werden, wodurch der Schleifenbereich reduziert wird. Dies kann den Spannungsabfall minimieren, der durch die Drahtinduktivität verursacht wird. Da die Schleife reduziert wird, wird auch die EMI reduziert.

Durch den direkten Anschluss des Digitalchips U1 an das Netzteil können einige Zentimeter Verdrahtung erforderlich sein. Kondensator C1 mit parasitären Induktivitäten L2 und R2 kann näher am Chip in den Stromkreis eingesetzt werden, der Abstand ist kleiner als 1 Zoll (Abbildung 1). L3 ist die Drahtinduktivität zwischen C1 und U1. L1 und R1 sind die parasitären Parameter der Drähte von der Stromversorgung zum Kondensator.

Auf diese Weise kann die Leiterlänge auf das Mil-Niveau reduziert werden, und die Drahtimpedanz kann so weit reduziert werden, dass sie angewendet werden kann. C2 ist hier sehr wichtig, es bestimmt, wie viel Strom das Netzteil liefern muss. C2 repräsentiert die interne Last von U1 und die externe Last, die U1 antreiben muss. Wenn S1 ausgeschaltet ist, werden diese Lasten an die Stromquelle angeschlossen und benötigen sofort Strom.

Induktivität ist die Hauptimpedanzquelle zwischen Netzteil und Schalter. Beispielsweise beträgt für eine 10mil Breitenspur der Widerstand, die Kapazität und die Induktivität etwa 0,02Ω/in, 2 pF/in und 20nH/in. Dies sind typische Daten für Leiterbahnen (Microstrip und Stripline) und Drähte, die auf Leiterplatten verwendet werden. Wenn die Frequenz etwa höher als 100 kHz ist, ist die induktive Reaktanz jΩl die Hauptimpedanz.

Daher hat die Erhöhung von C1 zwei Effekte. Eine ist, dass es die Führungsinduktivität zwischen Netzteil und Chip während des Schaltens reduziert. Dies schützt V1 (d.h. Vcc bis U1) davor, unter die für den ordnungsgemäßen Schaltungsbetrieb erforderliche Spannung zu sinken. Darüber hinaus kann es den Schleifenbereich reduzieren, in dem Hochfrequenzstrom fließt und die entsprechende EMI.

Daher hält der Kondensator V1, aber wie hoch muss er V1 halten? Dieses Problem konzentriert sich hauptsächlich auf die Rauschgrenze des Geräts, wie die minimale Spannungsrauschbreite VNmmin, diese Rauschgrenze kann existieren und immer noch einen korrekten Schaltungsbetrieb ermöglichen. (Dies ist etwas schwierig zu berechnen, da der tatsächliche Wert von der Rauschgrenze des Halbleiters abhängt, die ungefähr proportional zur Netzspannung ist.) Nach Abbildung 1 bedeutet korrekter Betrieb, dass folgende Bedingungen erfüllt werden müssen:

VPS? VZmax (1)

In dieser Abbildung fällt VZmax vollständig auf L3.

Auch das aktuelle Ich muss berücksichtigt werden. Einfach ausgedrückt ist dies der Strom, der vom digitalen Eingang benötigt wird, und der Konstrukteur muss seine Versorgung sicherstellen. Da es sich um den erforderlichen maximalen Strom handelt, Imax, wird die maximale Impedanz Zmax zwischen Netzteil und Schalter nicht größer sein als:

|Zmax|â­¥(VZmax/Imax) (2)

Die Verkabelung vom Netzteil zum Chip ist ein 5-Zoll-langer 16-AWG-Draht und eine 4-Zoll-lange 20-Millionen-breite Spur, die 100nH-Induktivität liefert. Bei einigen Frequenzen f ist der induktive Reaktanz größer als der tolerierbare Zmax. Diese Frequenz wird durch Umwandlung der Impedanzgleichung des Induktors erhalten:

fmax |Zmax~/2πL (3)

Über dieser Frequenz kann C1 nicht genügend Spannung bereitstellen, um die vom Gerät benötigte Rauschgrenze zu erfüllen, und Informationen können nicht erfolgreich übertragen werden.

Der Entkopplungskondensator liefert "Hochfrequenzstrom" für die Chips auf der Leiterplatte, während das Netzteil "Niederfrequenzstrom" liefert. Um die Größe des Kondensators zu bestimmen, sammeln Sie zuerst die Informationen, die zur Berechnung von fmax benötigt werden. Bei der fmax-Frequenz beginnt der von der Stromquelle gelieferte "niederfrequente" Strom abzunehmen. Gleichzeitig sind auch der Strom, der von der U1-Last benötigt wird, die Spannung, um diese Geräte erfolgreich zu betreiben, und die Umwandlungszeit erforderlich.

Um diese Werte zu erhalten, müssen die parasitären Komponenten des Kondensators berücksichtigt werden. In kurzer Zeit nach der Umwandlung ist die Hauptleistungsquelle von U1 der Entkopplungskondensator und seine parasitären Komponenten-äquivalent-Reihenwiderstand (ESR) und äquivalent-Reiheninduktivität (ESL). ESL umfasst zwei Teile: Drahtinduktivität und Kondensator Induktivität. Ersteres versuchen Konstrukteure zu minimieren, letzteres muss toleriert werden.

Um die Größe des Entkopplungskondensators zu bestimmen, bestimmen Sie zunächst die kapazitive Last, die das digitale N und U1 antreiben müssen. Diese Zahl und der kapazitive Eingang des nächsten Chips und die Änderung der Spannung über die Zeit bestimmen den maximal benötigten Strom. Der Strom kann mit der bekannten Formel I=C*(dV/dt) hier bestimmt werden:

Es ist die schlimmste Änderung der Spannung während des 0V zu VPS Übergangs. Beachten Sie, dass Sie beim Entwerfen des Mischspannungsteils die richtige Spannung verwenden, z. B. 3.3V/5V.

Es ist die Anstiegszeit des Logikgeräts U1 Pulsübergang. Es gibt viele Möglichkeiten, die Anstiegszeit zu berechnen, also verwenden Sie die schlimmste Anstiegszeit oder die schnellste Anstiegszeit. Nun muss der von der Last heruntergezogene Strom vom Entkopplungskondensator kommen, also verwenden Sie die folgende Formel, um den Kondensatorwert zu berechnen:

C=I/(dV/dt) (5)

Obwohl wir nun den Wert des Entkopplungskondensators ermittelt haben, ist der Entwurf noch nicht abgeschlossen.

Aufbau des Kondensators

Als nächstes muss der Konstrukteur bestimmen, wo der Kondensator auf der Leiterplatte platziert werden soll. Es muss dort platziert werden, wo es die Kapazität und Induktivität der Leiterbahnen zwischen den Chips minimieren kann. Die Induktivität muss auch ohne Spurlänge minimiert werden. Wenn Kondensatoren auf der Leiterplatte platziert werden, wird die Minimierung der Induktivität anstelle der Minimierung der Leiterbahnlänge mehr Designfreiheit ermöglichen. Zunächst muss der Konstrukteur die maximal verfügbare Leiterbahnlänge bestimmen, um maximale Gestaltungsfreiheit beizubehalten.

Der Prozess ist wie folgt: Der Konstrukteur benötigt einen Kondensator, der von fmax (Eq. 3) bis zu einer bestimmten Maximalfrequenz arbeitet. Die Bestimmung dieser oberen Grenzfrequenz erfordert das Verständnis des idealen digitalen Wellenformausgangs und die Notwendigkeit, diese Form bis zu einem gewissen Grad beizubehalten. Dies ist ein kleiner Teil des Signalintegritätsdesigns.

Eine ideale digitale Schaltung überträgt einen rechteckigen Impuls an die nächste Schaltung. Tatsächlich können rechteckige Impulse nicht realisiert werden, aber trapezförmige Impulse können realisiert werden. Überprüfen Sie die Fourier-Sequenz des trapezförmigen Pulses und finden Sie heraus, dass der trapezförmige Puls aus der Grundfrequenz und allen Oberwellen besteht. Natürlich kann durch Addieren alles zusammen der ursprüngliche trapezförmige Impuls realisiert werden.

Aber was ist, wenn nicht alle Obertöne zusammen addiert werden? Was ist, wenn nur die ersten 5- oder 10-Obertöne hinzugefügt werden? Gibt es genug Oberwellen, um trapezförmige Impulse zu erzeugen, so dass der Eingangskreis Veränderungen nicht leicht erkennen kann? Fakten haben bewiesen, dass in den meisten Fällen das Hinzufügen der ersten zehn Oberschwingungen dazu führen kann, dass die wiederhergestellte Wellenform die meisten Schaltkreise täuscht, was bedeutet, dass die meisten Schaltkreise keine Änderungen bemerken. Dies bestimmt die höchste Frequenz, die bei der Auslegung von Entkopplungskondensatoren gehandhabt werden muss. Eine weitere vorgeschlagene Methode ist, f=1/tr zu verwenden, um die höchste Frequenz zu bestimmen, wobei tr die Pulsanstiegszeit ist. Bei dieser Frequenz ist die harmonische Energie sehr klein und rollt mit einer Geschwindigkeit von 40dB/Jahrzehnt ab.

Es ist nun möglich, die tolerierbare Änderung der Versorgungsspannung im Worst-Case-Szenario zu bestimmen und mit dem Design zu beginnen. Für CMOS ist diese Zahl die Rauschvorspannung VOH-VIH (überprüfen Sie diese Werte im Datenblatt). Die schlimmsten Änderungen sind:

V,VCC(nominal)-(VOH+10%*VCC) (6)

10% ist der Fallfaktor des Netzteils.

Bestimmen Sie mithilfe der Gleichung 6 und des Induktorstroms und der Spannung die maximal zulässige Induktivität L:

L=V/(dI/dt) (7)

Unter ihnen ist L die Gesamtserieninduktivität, die durch Kondensatoren, Leiterbahnen, Chipverbindungsdrähte und -leitungen usw. eingeführt wird, dI ist die maximale Stromänderung und dt ist die Anstiegszeit des Stroms.

Spurlänge

Bei zwei oder mehr Kondensatoren hat ihre parallele Verbindung zu den Leistungseingangsstiften des Chips unterschiedliche Leiterlängen. Die effektive Leiterlänge bestimmt, wie weit der Kondensator entfernt platziert werden kann. Die Länge der Spur hängt direkt mit der Induktivität der Spur zusammen. Daher kann die effektive Spurenlänge durch die Formel der Parallelinduktivität erhalten werden, und die effektive Spurenlänge IE ist:

IE=(I1*I2)/(I1+I2) (8)

Unter ihnen sind I1 und I2 die Spurenlängen von Parallelkondensatoren. Der maximale Abstand jedes Parallelkondensators vom VCC-Pin ist IE.

Sobald der Kondensator ausgewählt und auf der Leiterplatte platziert ist, ist es notwendig zu überprüfen, wo die Kapazität und parasitäre Induktivität angezeigt werden. Die Resonanzfrequenz kann durch die folgende Formel ermittelt werden:

f=1/2π=πâš-LC (9)

Wobei L=IE SL LTRACE liegt.

Über dieser Frequenz wird der Kondensator schnell zu einer Induktivität. Wenn die Resonanzfrequenz bei einer Frequenz viel niedriger als 10,fpulse auftritt, überprüfen Sie das Design, um Kompromissmaßnahmen zu treffen.

Mehrere Entkopplungskondensatoren verwenden

Wenn N-Kondensatoren mit dem gleichen Kapazitätswert verwendet werden, werden die gesamten ESL und ESR auf 1/N reduziert (Abbildung 2). Dies ist ein Sonderfall, wenn die Leiterbahnen, die die Kondensatoren zwischen Netzteil und Masse verbinden, gleich sind. Es wird auch angenommen, dass die gegenseitige Kopplung zwischen den Induktivitäten gering ist. Die Impedanzkurve von N-Kondensatoren mit demselben Kapazitätswert liegt nahe der Kurve eines einzelnen Kondensators.

Wenn N-Kondensatoren mit unterschiedlichen Kapazitätswerten verwendet werden, werden ESR und ESL reduziert, aber eine Resonanzspitze wird in die Impedanzkurve eingeführt, was schwerwiegende Designfolgen mit sich bringt (Abbildung 3). Auch hier wird davon ausgegangen, dass die Spurlängen gleich sind.

PCB verwenden

Vergiss die Leiterplatte nicht. Die vielen Vorteile, die es fast kostenlos bietet, zu ignorieren, erhöht die Konstruktionskosten und fügt zusätzliche Komponenten hinzu. Diese zusätzlichen Komponenten nehmen zusätzlichen Platz ein, verringern die Gesamtzuverlässigkeit und erhöhen möglicherweise die EMI.

Gleichung 10 gibt die Impedanzformel für eine Reihe von parallelen Leistungsebenen. Dies ist nur die Impedanzformel der Serie LRC Schaltung. Solange die Leiterplatte nicht wie eine Übertragungsleitung beginnt, ist diese Formel nützlich. Mit anderen Worten, wenn l<Î"/20, dann ist es nützlich. Dabei ist l die maximale Größe der Leiterplatte (diagonal) und Î" die Wellenlänge in Bezug auf die höchste Frequenz.

Bis zu diesem Punkt ist die Leiterplattenimpedanz fast kapazitiv und kann den gesamten erforderlichen Strom über der Trennfrequenz des Kupplungskondensators liefern. Da der ESR sehr klein ist und die parasitäre Induktivität auch sehr klein ist, weist die Leiterplatte eine sehr niedrige Impedanz in einem relativ breiten Frequenzbereich auf.

Wenn die Leiterplatte zwei benachbarte Leistungs- und Masseebenen hat, hat sie eine gute interne Kapazität im Design. Die Berechnungsformel für die Kapazität der Parallelebene kann verwendet werden, um die Kapazität der Leiterplatte zu bestimmen:

C(pF)=ε(A/d)=0.225(εr /d)A (11)

Der letzte Teil der obigen Formel ist gültig, wenn er in Zoll gemessen wird. Unter ihnen ist ε.ε0*εr, ε0 die dielektrische Konstante der Luft, die 8,85 pF/m beträgt, und er ist die relative dielektrische Konstante des Mediums zwischen den Kondensatorplatten. Für FR4-Materialien ist er gleich 4.5. A ist der Bereich zwischen den Kondensatorplatten und d ist der Abstand zwischen den Platten.

Tatsächlich gibt es keine obere Frequenzgrenze für die Fähigkeit der Leiterplatte, Strom an den VCC-Pin einzugeben. PCB-Design ist ein kompliziertes Thema, und es gibt viele verfügbare Medien, um die obere Grenzfrequenz zu erhöhen. Für FR4-Materialien ist der obere Grenzfrequenzbereich sehr hoch und überschreitet 2 GHz, wodurch die meisten Kfz-Leiterplattenschaltungen aussehen, als wäre die obere Grenzfrequenz unbegrenzt. Tatsächlich wird die obere Grenzfrequenz durch die maximale Größe l und die minimale Wellenlänge Î" der Leiterplatte bestimmt.

Leider ist die Gesamtkapazität der Leiterplatte im automatischen Design sehr gering. Wenn FR4 als Dielektrikum verwendet wird, beträgt der Platinenabstand 20 mils und es gibt feste Leistungs- und Masseebenen-Kapazitäten, die PCB-Kapazität beträgt normalerweise etwa 53 pF/Quadratzoll. Eine 4-schichtige FR4-Leiterplatte hat einen bestimmten Bereich der dielektrischen Dicke. Diese Änderung kann durch Prozessänderungen, die erforderliche Dicke der gesamten Platine, die erforderliche Elastizität oder Härte, die Kupferdicke (die die dielektrische Dicke beeinflusst) und die Anforderungen an die Durchschlagsspannung kommen. Ohne spezielle Anforderungen variiert die dielektrische Dicke der Leiterplatte von 0.5 bis 0.8mm.

Die Qualität von PCB-Kondensatoren ist in der Regel sehr gut, da es sehr wenig Induktivität gibt. Wie bereits erwähnt, ist Induktivität die Hauptursache für Kondensator Degradation mit Frequenz.

Bemerkenswert ist die geringe Größe des Kondensators. Der Kapazitätswert, der effektiv Strom auf der Leiterplatte liefern kann, überschreitet im Allgemeinen 500 pF/Quadratzoll. Es ist unmöglich, diesen Wert auf der FR4-Platine zu erhalten, daher sind spezielle PCB-Design und Materialien erforderlich.

EMV-Vorteile

Neben der Signalintegrität, die durch ein gut entwickeltes Stromverteilungssystem gewonnen wird, werden Leiterplatten auch niedrigere EMI bringen. Wie bereits erwähnt, liegt dies vor allem an der reduzierten Schleifenfläche. Dies manifestiert sich auf zwei Arten. Erstens besagt Faradays Gesetz, dass der Schleifenbereich A Spannung in die Schaltung durch den Strom bringt, der durch andere Schaltungen fließt.

VINDUCED(V)=[(?AN/2πd)*(dI/dt)*cos(θ) (12)

Ähnlich zeigt in digitalen Schaltungen der vereinfachte Ausdruck des elektromagnetischen Feldes, das durch die Stromschleife verursacht wird, dass die kleinere Schleife eine geringere Strahlung aufweist:

E(V/m)=263*10-16*[f2A(I/r)] (13)

Wirtschaftlichkeit

Ein gut durchdachtes Stromverteilungssystem kann Kosten sparen. Gleichung 14 gibt eine einfache Beziehung zwischen Gerätereduktion und Kostenreduktion.

Bisher drehte sich die Diskussion um die Bereitstellung von Strom für den Chip. Aber der Designer möchte vielleicht den Strom begrenzen, der zum Chip fließt. Denken Sie daran, ein Chip kann gut funktionieren, solange er einen Strom unterhalb der oberen Grenzfrequenz (10,fmax) oder 1/πtr hat. Der Konstrukteur kann bei diesen Frequenzen keine Ströme berühren. Aber über eine bestimmte obere Frequenz hinaus kann der Chip gut ohne Strom arbeiten. Da diese Ströme EMI erzeugen können, können sie unterdrückt werden, wodurch EMI reduziert wird.

Das obige ist eine Einführung in den Designleitfaden für die Entkopplung von PCB-Netzteilen. Ipcb wird auch Leiterplattenherstellern und Leiterplattenherstellungstechnologie zur Verfügung gestellt.