PCBニュース - 拡張抵抗リアクタンス連続Fタイプモードを有する広帯域電力増幅器の設計

本論文では、抵抗リアクタンス連続Fタイプモード直列（SCFM）の形式で設計された電力増幅器（PA）の帯域幅を増加させる方法を紹介した。第3高調波負荷を抵抗リアクタンスSCFM PAに導入することにより、基本波と高調波インピーダンスの間の重複を解決し、帯域幅を向上させた。この方法を用いて、著者らは動作周波数が0.5〜2.3 GHzの高効率電力増幅器を設計した。実験結果により、この電力増幅器の出力電力は10 Wで、0.5〜2.3 GHzのドレイン効率は59%〜79%に達することが分かった。

無線通信技術の急速な発展に伴い、次世代無線システムはより広い帯域幅を必要とし、より高いデータ伝送速度を実現する。PAは重要な送信装置として、より広い帯域幅でより効率的であり、さまざまな基準を満たすことができる必要があります。

近年、多くの研究がPA帯域幅と効率を向上させる方法を模索している。2009年、S.C.Cripps 1は連続モードPAを提案し、リアクタンス系第二高調波と第三高調波を適切に導入することにより、従来のスイッチングモードPAの帯域幅制限を解決した。その後、連続B/J型、連続F型、反F型PAが2-6ずつ提案された。理論的には、スミス円図エッジの高調波インピーダンスにより、連続B／J、連続F、逆F PAモードの最大帯域幅は1オクターブに制限される。したがって、この高調波負荷に対する厳しい制限により、PAは多倍周波数レンジの性能を実現することが困難になる。2013年、LuとChen 7は、高調波負荷に対する厳しい制限8−9を緩和するために、連続モードに類似抵抗の高調波インピーダンスを導入する抵抗−リアクタンス連続モード直列方法を提案した。この方法を用いて、抵抗を導入することにより、帯域幅は1オクターブを超えることができ、第2高調波負荷もより広い基本波インピーダンス空間を持ち、これにより広帯域PAの帯域幅をさらに向上させることができる。Liら9は逆連続モード抵抗リアクタンス系列PAを提案し、広帯域PAを設計する類似の方法を明らかにした。

本論文では、拡張された数学式を抵抗リアクタンスSCFM解析に用いた。第3高調波インピーダンスの導入により設計空間がさらに拡張され、高効率、多倍周波数帯域PAを設計する際により大きな自由度が提供される。

拡張抵抗リアクタンスSCFM従来の抵抗リアクタンスSCFMは、素子の固有電流発生器平面に半波整流正弦波電流波形、すなわち以下の形のids（？）を有する。

電圧波形vds（ω）は、方形波に厳密に制限されるのではなく、パラメータωとωに依存する変数のセットを含む：抵抗抵抗抵抗抵抗SCFMの電流波形にパラメータ（1＋ω）を乗算することにより、電圧波形を一定に保ちながら抵抗の第3高調波インピーダンスを導入する。新しい電流波はこのようにして、抵抗の第二高調波と第三高調波インピーダンスを持つ代替インピーダンスソリューションを得ることができる。電圧を電流で割ることにより、各高調波における負荷インピーダンスを算出することができる。ここで、Znは第n次高調波インピーダンスとして指定されている。Z 1、Z 2、Z 3の値は、条件0â±1、−8/3²0が実現できるかどうかに依存する。図1は、島と島に対する基本波と高調波インピーダンスの変化を示している。第2高調波領域はIsla±とIsla²の変化に伴い基本波領域に移動し、第3高調波領域はIsla²の減少に伴い基本波領域に向かう。この機能により、基本波インピーダンスと高調波インピーダンスのオーバーラップを多倍周波数帯域設計で解決することができます。ドレイン効率は島と島の関数です。島と島に対する排水効率と出力電力の変化を図2に示す。Isla±とIsla²の変化は有効面積内に制限されるべきであり、これにより出力電力が多少低下しても、許容可能なドレイン効率を実現することができる。本文の設計では、65%を超えるドレイン効率を実現するために、0墊±0.4と-0.4墊²0の条件範囲を選択した。シミュレーションと測定この方法の有効性を検証するために、著者らはWolfspeed CGH 40010 F GaNトランジスタを用いて動作周波数が0.5から2.3 GHzのインピーダンスSCFM PAを設計した。28 Vと68 mAの静的ドレインバイアス下で動作する。マトリックス媒体はRogersである。4350 B（島=3.66）、厚さ30 mil、金属層厚さ35島。

高周波から低周波への反復過程により、高調波負荷牽引シミュレーションを実現し、最適な負荷インピーダンスを得ることができる。ここで、高周波で得られたインピーダンスは、低周波高調波を終了するために用いられる。最適な負荷インピーダンスが得られるまで、このプロセスを繰り返します。出力マッチングネットワークは、実周波数直接計算技術10を用いて設計される。図3は、このように設計された広帯域出力マッチングネットワークを示す。PA性能に対する入力高調波インピーダンスの影響は非常に小さい11ので、入力整合ネットワークを設計する際には、基本波整合にもっと注目すべきである。

TaskerとBenedikt 12は広く使用されているCGH 40010 Fトランジスタ寄生ネットワークの正確なモデルを導出した。この寄生ネットワークモデルに基づいて、I−genと出力整合ネットワークのパッケージ平面において、スミス円図中のインピーダンス軌跡を図4に示す。0.5〜2.3 GHzの動作周波数帯では、電流平面の計算基本波インピーダンスは理論領域内または近傍に維持される。

抵抗リアクタンスSCFM PAの最終設計を図5に示す。連続入力電力が29 dBmの場合、シミュレーションと実験結果を図6に示す。0.5〜2.3 GHzの周波数範囲では、ドレイン効率は59〜79%、飽和出力電力は39.4〜41.6 dBmであった。実験結果はシミュレーション結果と一致した。

PAの線形性を特性化するために、ピーク平均電力比が約7.5 dBの20 MHz LTE信号を用いて、0.8、1、1.6、および2 GHzのPAを駆動した。図7に示すように、広帯域PAは、約5 dBの飽和マージン電力で良好な線形性を示し、隣接チャネル漏洩電力比（ACLR）は−30 dBc未満であり、平均効率は34.1〜49.1%であった。表1は、このPAの性能を他の類似の先進的な広帯域PAと比較した。最後に、第3高調波インピーダンスを導入することにより、電気インピーダンスSCFMのPCB設計空間を拡張した。この方法を用いると、基本波インピーダンスと高調波インピーダンスとの重畳問題を効果的に解決することができる。本文はこの方法を用いて広帯域高効率PAを設計、構築、テストした。実験結果とシミュレーション結果の一致性はこの方法の多倍周波数レンジ高効率PA設計における有効性を検証した。20 MHz LTE信号の駆動下で、出力電力が約35 dBmの場合、提案したPAのACLRは30 dBcより低く、また、平均ドレイン効率は34%を上回った。