Technologie PCB - Comment PCB prend en compte toute la bande passante du signal dans la correspondance de longueur de ligne

Correspondance de longueur de câblage de carte PCB par rapport à la fréquence des paires différentielles

L'adaptation correcte de la longueur et de la fréquence de la trace doit tenir compte de toute la bande passante du signal se propageant le long de la trace. Cela a fait l'objet de recherches sur les protocoles série différentiels au cours des dernières années, avec des normes telles que usb4 imposant des exigences spécifiques pour les indicateurs d'intégrité du signal à large bande. Certains indicateurs d'intégrité du signal large bande échantillon sont:

Diaphonie différentielle intégrée

Perte d'insertion différentielle intégrée

Perte de retour différentiel intégré

Déviation d'impédance différentielle intégrée

Par « Intégration », nous entendons qu'un aspect particulier de l'intégrité du signal s'applique à la gamme de fréquences associée. En d'autres termes, si nous prenons l'exemple de la diaphonie différentielle, nous voulons réduire la diaphonie différentielle entre deux paires différentielles en dessous d'une certaine limite spécifiée dans la norme de signalisation. Nous verrons plus tard pourquoi il est important de suivre les correspondances de longueur.

Dispersée

Dans le domaine temporel, nous ne nous soucions que des transitions intermédiaires entre les deux extrémités d'une paire différentielle qui traverse simultanément les états hi et Low (supposés binaires). Évidemment, la gigue pose un problème ici, car elle limite la longueur de votre ligne à une certaine tolérance, de sorte que vous ne pouvez jamais faire la transition parfaite de la fin d'une paire de lignes en même temps. Dans le domaine fréquentiel, nous devons tenir compte de la dispersion chromatique provenant des sources suivantes:

Dispersion géométrique: elle est causée par les conditions limites et la géométrie des interconnexions, ce qui détermine comment l'impédance des interconnexions varie en fonction de la géométrie.

Diffusion diélectrique: cela se produit dans le substrat PCB indépendamment de la géométrie des interconnexions sur le PCB. Il comprend la dispersion DK et les pertes.

Dispersion de rugosité: cette source supplémentaire de dispersion est due à la relation de cause à effet du modèle de rugosité du cuivre et des effets cutanés à haute fréquence.

Dispersion du tissage des fibres: le tissage des fibres dans un stratifié PCB produit des variations périodiques de dispersion tout au long du processus d'interconnexion.

Ces sources de dispersion étant toujours présentes dans le câblage,

Et tous les autres indicateurs de l'intégrité du signal du câblage PCB réel sont fonction de la fréquence. Voici un exemple de la façon dont la dispersion chromatique dans la partie réelle de DK affecte l'impédance du câblage microruban.

Signal de vitesse

Si vous êtes familier avec la théorie des lignes de transmission, alors vous saurez que l'impédance est étroitement liée à la vitesse du signal. Prenons par exemple la vitesse du signal du câblage PCB. La figure ci - dessous montre la vitesse de groupe et la vitesse de phase d'une bande simulée avec rugosité et dispersion.

Vitesse de groupe et vitesse de phase du signal de ligne de ruban d'échantillon avec rugosité de cuivre et dispersion diélectrique.

Ici, nous pouvons voir que la vitesse de phase varie considérablement sur une large gamme de fréquences, allant de 1 MHz à 20 GHz jusqu'à 2 fois. La variation de la vitesse de phase est ici un paramètre important car c'est la vitesse à laquelle les différentes composantes fréquentielles se propagent le long des interconnexions. Avec ce changement, nous pouvons voir à quel point la correspondance de longueur de piste PCB et la correspondance de fréquence deviennent difficiles pour l'interconnexion réelle. Nous avons besoin d'un moyen d'expliquer toutes les fréquences, pas seulement les fréquences individuelles choisies arbitrairement.

Adaptation de longueur et de fréquence à large bande

Afin de développer une mesure de correspondance de longueur, nous devons tenir compte des écarts de longueur admissibles pour une norme de signal donnée. Nous appelons cette déviation temporelle tlim. Nous pouvons écrire les équations suivantes pour les tolérances de longueur et les désappariements temporels autorisés:

Longueur variable en fonction des changements de temps autorisés.

Ici, la fonction K est simplement la constante de propagation du signal sur l'interconnexion, elle est également fonction de la fréquence due à la dispersion chromatique. Nous pouvons utiliser des méthodes statistiques pour traiter les écarts de longueur autorisés, en utilisant ce que l'on appelle la « norme LP». Sans plonger dans les mathématiques impliquées, il suffit de savoir que cette mesure équivaut à calculer la différence RMS entre une fonction et une moyenne qui ne diffère que d'une constante. Cela en fait donc un outil mathématique idéal pour résoudre les variations entre certaines valeurs de conception cibles et les mesures d'intégrité du signal (impédance, atténuation / retard de la réponse impulsionnelle, intensité de diaphonie, etc.).

En utilisant la norme LP, nous pouvons réécrire les écarts de longueur autorisés en fonction de certaines limites supérieures définies par tlim pour les écarts temporels:

Longueur variable en fonction des changements de temps autorisés.

L'équation ci - dessus peut être considérée comme une contrainte lors de la conception d'un PCB à l'aide d'une métrique d'intégrité du signal à large bande: lors de la détermination de la taille de la ligne de transmission, cela peut affecter l'écart de longueur total admissible entre deux lignes dans ou entre les extrémités de la paire de différences. Protocole parallèle haute vitesse. Tant que la constante de propagation de la ligne de transmission est connue, l'intégration est facile à calculer. Cette valeur peut ensuite être calculée manuellement à l'aide d'un solveur de terrain et au moyen d'un modèle d'analyse présentant une géométrie de ligne de transmission standard.

Pour donner quelques chiffres calculés, si j'utilise les vitesses de phase des bandes analogiques montrées ci - dessus, nous trouvons un décalage de longueur admissible de 2,07 mm entre les pistes d'isolation complète à une extrémité parallèle, et un décalage de temps de 10 ps si les valeurs sont autorisées. Notez que pour 10 PS, c'est une grande partie du débit Edge de nombreux signaux numériques à haute vitesse. Pour la ligne de ruban simulée ci - dessus, cela équivaut à une longueur admissible de 13041 mm sans correspondance