精密PCB製造、高周波PCB、高速PCB、標準PCB、多層PCB、およびPCBアセンブリ。
1.はじめに
電子製品の複雑さと性能の増加, 印刷物の密度回路 基板 また、関連機器の周波数は増加している。システムの速度と性能を維持し改善することは重要な課題となっている デザイン.信号周波数が高くなる, 縁が急になる, 印刷回路のサイズ 板 小さくなる, そして、配線密度が増加する, などにおけるクロストークの影響を著しく増加させる 高速プリント配線板設計. クロストーク問題は客観的に存在する, しかし、ある制限を超えると、回路を誤ってトリガし、システムが正常に動作しないようにする. これデザインええとはクロストークのメカニズムを理解し、適切な方法を適用しなければならない デザイン クロストークの負の効果を最小にする.
2.高周波ディジタル信号クロストークの発生と変化傾向
クロストークは、信号が伝送線上を伝搬するとき、隣接する信号間の電磁場の相互結合によって生成される望ましくないノイズ電圧信号を意味し、すなわち、エネルギーは1つのラインから別のラインへ結合される。
図1に示すように、解析を容易にするため、離散的等価モデルに従って隣接する2つの伝送線路のクロストークモデルを記述する。伝送線路AB，CDの特性インピーダンスはZ 0、端子整合抵抗R＝Z 0である。A点の駆動源が干渉源である場合、AとBの間のワイヤネットワークを攻撃線と呼び、CとDの間のワイヤネットワークを被害線と呼び、妨害する。干渉源網の駆動端近傍のクロストークを端側クロストーク（後方クロストークとも呼ぶ）と呼び、干渉源網の受信端付近のクロストークを遠端クロストーク（フォワードクロストーク）と呼ぶ。クロストークは、主に2つの隣接する導体間に形成される相互インダクタンスLMおよび相互キャパシタンスCMに起因する。
2.1誘導結合
図1では、まず、相互インダクタンスLmに起因する誘導結合のみを考慮する。ラインA〜Bに伝送される信号の磁界は、ラインC上の電圧をDにする。磁気結合はトランスのように作用する。これは分散伝送線路であるため、相互インダクタンスも隣接する2本の並列伝送線路に分布するトランスの直列になる。電圧ステップ信号がAからBに移動するとき、干渉ライン上に分配された各変圧器は、干渉スパイクに順次干渉スパイクを誘導し、干渉ネットワークに現れる。干渉ネットワーク上の相互インダクタンスに重畳された電圧雑音は干渉ネットワーク上の駆動電流の変化に比例する。相互インダクタンスによる雑音の計算式
結合変圧器の各セクションの相互インダクタンス結合の極性が異なることは注目に値する。干渉ネットワークに誘起される干渉エネルギーは順方向と逆方向であるが，極性は逆であり，伝送線路cdに沿ってそれぞれcとcに行く。ポイントd .
図2に示すように、Cの方向の順方向干渉エネルギーは、入射電圧および各相互インダクタンス成分Lmに比例する。全ての順方向干渉エネルギーはほぼC点に達するので、2つの伝送線路の順方向干渉エネルギーおよび相互インダクタンスは、総量が比例し、伝送線路の平行長が長く、相互インダクタンスの合計量が大きくなり、前方干渉エネルギーも増加するしかしながら、点Dに向かう後方干渉エネルギーは、前方の干渉エネルギーと点C＿YESとは異なるが、2つの合計結合面積は同じであるが、相互インダクタンス変成器によって誘起された干渉成分は、Dに連続しており、後方干渉エネルギーの有効時間は2 tp（Tpは伝搬遅延）である。並列長の延長（すなわち、相互インダクタンスの増加）によって、後方クロストークの大きさは変化しないが、持続時間は増加する。
2.2容量結合
相互キャパシタンスはクロストークを生じる別のメカニズムである。相互キャパシタンスCMは干渉ネットワーク上の誘導電流を生成する。この電流は、干渉ネットワーク上の電圧の変化率に比例する。相互キャパシタンスCMで生成されるノイズ計算式は以下の通りである。
分布結合キャパシタの結合機構は分布誘導結合の結合機構と類似しており，その差は結合の極性にある。図3に示すように、相互容量結合の前方および後方の干渉エネルギーの極性は、両方とも正である。
2.3相互インダクタンスと相互キャパシタンスの複合効果
一般に、容量性クロストークおよび誘導クロストークが同時に発生する。文献［1］から，容量結合と誘導結合によって重なった近端と遠端の全クロストークの計算式を得ることができた。
近端クロストークの全雑音は以下の通りである。
全遠端クロストークノイズは、
これらのうち、Z 0、C、L、CM、LM、L、V 0は、伝送線路の特性インピーダンス、単位長さ当たりのキャパシタンス、単位長さ当たりのインダクタンス、2つの伝送線路間の結合容量および結合インダクタンス、2つの伝送線路の並列長、および電圧ピーク値である。
上記の2つの式から、遠端クロストークの全雑音は、容量結合と誘導結合の極性関係によって、すなわち遠端クロストークが除去されることによって相互に減算されることが分かる。PCBレイアウトにおいて、ストリップライン回路は、誘導結合と容量結合の間の良好なバランスを示すことができ、その順方向結合エネルギーは非常に小さいマイクロストリップ線路（microstfip）については、漏話に関連する電界は大部分は空気であり、他の絶縁材料ではないので、容量性クロストークは誘導クロストークよりも小さくなり、順方向結合のための小さな負の数となる。これは通常の設計では遠端クロストークの干渉が無視されることが多く、近端クロストークの改善を重視している。
実際には デザイン, 関連パラメータPCB基板（例えば厚み、誘電率, など）、線長, 線幅, 線間隔, 送電線と接地面の位置, そして、現在の流れ方向は、C、l、Cm、Lm、l、大きさは信号周波数と装置の立ち上がり／立ち下がり時間によって決まる.
ここでは，これらのパラメータがクロストークに及ぼす影響の定量的解析を行う。これらのパラメータとクロストークへの影響度の関係については、他の関連する文献を参照してください。
2.4クロストークの変化傾向
相互インダクタンスと相互キャパシタンスの大きさは、クロストークの大きさに影響し、それによって伝送線路の特性インピーダンスおよび伝搬速度を等価的に変化させる。同様に、伝送線路の形状は、相互インダクタンスおよび相互キャパシタンスの変化に大きく影響するので、伝送線路自体の特性インピーダンスもこれらのパラメータに影響を及ぼす。同じ媒体では、比較的低インピーダンス伝送線路と基準面（グランドプレーン）との間の結合がより強くなり、比較的低インピーダンス伝送線路と隣接する伝送線路との間の結合が弱くなるので、低インピーダンス伝送線路はクロストークに起因するインピーダンス変化が小さくなる。
3.クロストークに起因するいくつかの影響
高速で, 高密度 プリント配線板設計, 一般的には、各信号線が基本的に最も近い信号線とのみ相互作用し、他の遠隔信号線との交差結合は無視できるように、完全な接地面が提供されています。にもかかわらず, アナログ方式で, 高出力信号がローレベルの入力信号を通過する場合、またはより高い信号電圧（例えばTTL）を有する構成要素がECLなどのより低い信号電圧を有する構成要素に近づく場合、非常に高い抵抗が必要です. クロストーク能力.イン プリント配線板設計,正しく扱われなければ, クロストークは高速の信号完全性に対する次の2.つの典型的効果を有する基板PCB.
3.1クロストークに起因する3.1の誤ったトリガー
信号クロストークは高速設計に直面する信号完全性問題の重要な部分である。クロストークに起因するディジタル回路の機能誤差は最も一般的である。
図4は、クロストークパルスに起因する隣接ネットワークのエラー論理の典型的な伝送である。干渉源ネットワーク上で送信された信号は、結合コンデンサを通過し、妨害されたネットワーク及び受信端にノイズパルスを生じさせ、結果として不所望のパルスが受信端に送られる。このパルスの強度が受信端のトリガ値を超えると、制御不能のトリガパルスが発生し、次のレベルのネットワークの論理機能が混乱する。
3.2クロストークに起因するタイミング遅れ
ディジタル設計ではタイミング問題が重要な考察である。図5は、クロストークノイズに起因するタイミング問題を示す。図の下側は、干渉源ネットワークによって生成される2種類のノイズパルスである。雑音パルスが有用なネットワークに重畳されるとき、それは干渉ネットワーク信号伝送を引き起こすでしょう。遅延は減少する同様に、雑音パルス（不使用のグリッチ）が妨害されたネットワークに重畳されるときに、それは妨害されたネットワークの正常な伝送信号の遅延を増やす。ネットワーク伝送遅延を減少させるこの種の漏話雑音は回路 基板タイミングを改良するのに役立つが、実際のPCB設計では、干渉源ネットワークの不確実性のために、この遅延は制御できないので、この種のクロストークの遅延を抑制しなければならない。
3.3クロストークの最小化
クロストークは高速で高密度PCB基板設計,そして、システムに対するクロストークの影響は一般に否定的である.クロストークを減らすために,最も基本的なことは、干渉源ネットワークと干渉ネットワーク間の結合をできるだけ小さくすることである.完全にクロストークを避けることは不可能です 高密度 複雑な基板PCB設計.しかし, インザシステム デザイン,これデザインERはシステムの他の性能に影響を与えずにクロストークを最小化する適切な方法を選択すべきである. 上記分析と組み合わせる, クロストーク問題の解決策は、主に以下の観点から考察される。
配線条件が許す場合、できるだけ伝送線間の距離を増やすまたは、隣接する伝送線間の平行長をできるだけ短くする（累積的な平行長）。そして、異なるレイヤー間の線をルート化することは最もよい。
隣接する2層の信号層（平面層分離のない）はルーティング方向に垂直でなければならず、層間のクロストークを減少させるために並列ルーティングを回避しようとする。
信号のタイミングを確保する場合には、できるだけ低い変換速度の素子を選択して電界や磁界の変化率を遅くしてクロストークを低減する。
スタックを設計する場合、特性インピーダンスを満足させる条件で、配線層と基準面（パワープレーンまたはグランドプレーン）との間の誘電体層をできるだけ薄くし、伝送線路と基準面との間の結合を増加させ、伝送線路の隣接結合を低減する。
表面層は1つの基準面のみであるので、表面層配線の電界結合は中間層の電界結合よりも強いので、クロストークに対してより敏感な信号線をできるだけ内側層に配置する必要がある。
終端を通じて、伝送線路の遠端及び近端端子のインピーダンスを伝送線路のインピーダンスと一致させることができ、これはクロストークの振幅を大幅に低減することができる。
参考事項
デジタルシステム デザイン 新しいステージに入った.多くの高速度デザイン 二次的であるために使用される問題は、現在システム性能に重大な影響を及ぼします.クロストークを含む信号の完全性の問題は デザイン コンセプト,デザイン プロセス,とデザイン 方法.新しい挑戦に直面して,クロストークノイズの最も重要なことは、システムの正常な動作に実際の影響を及ぼすネットワークを見つけることである,すべてのネットワークにおける漏話雑音を盲目に抑制する代わりに.これはまた、限られた配線リソースに沿っている.本論文で論じられているクロストークは高速.高速クロストーク問題を解決するために重要である 高密度回路 基板設計.
