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この記事で, 近接効果について議論し、近接効果と表皮効果の知識を回路に応用する方法について議論します板 システムに対するノイズの影響を最小限に抑えるために、配線と信号経路を使用します。同時に, また、回路 基板のノイズを最終的に最小化するために、これらのノイズを低減するための他のタイプのノイズ源および方法についても議論する.
近接効果
近接効果は、図1に示すように、電流が反対方向に流れる2つの隣接する導体の相互作用を指し、電流が隣接する領域に集中する傾向にある。
図1。近接効果は、対向する高周波電流に流れる電流を常にできるだけ近い状態に保つ
表皮効果により交流電流は主に導体表面に集中する。
つの導体間の距離が近くである、そして/または、シグナル周波数が増加するときに、近接効果は隣接した2つの導体によって、近くに流れる電流を作る。近接効果の理由は、電流が常に最小インピーダンスを有する経路を探すことである。他の要素のうち、最小インピーダンスを有する経路は、一般に、導体を囲む磁界の強度を最小にする経路を指す。
ACがそうしない間、DC復帰電流は全導体を満たします。最小インピーダンスを有するいわゆるパスは、対向する電流方向を有する2つの導体により発生される磁界が密接に結合される部分である。これは、対向する電流方向の2つの導体の電流が近接しているためである。これによって、戻り平面の分流線は、対応する逆流線によって吸引され、リターン面が図2に示すように、流出経路の直下の戻り信号を伝達する経路であるかのように、それらを互いに近接させる。
ここでは、我々はリターンプレーンについて話していることに注意してください。この理由は、帰還信号がグランドプレーンを介して、時にはパワープレーンを介して行われることがあるからである。飛行機に関係なく、リターン信号を行う限り、リターンプレーンと呼ばれる。
図2。近接効果は、2つの比較的高周波電流を導線を可能な限り近づけるようにする
戻り面の電流密度（IRP）は、式1に示すように、出射信号経路のエッジからの距離が増加するにつれて急激に減少する。
ここで
IRPは、基準面の出て行く信号を運ぶ経路からの水平距離「D」での電流密度を表す
信号電流を表す
出力信号を運ぶ経路と基準面との間の距離を表す
Dは、発信信号を運ぶ経路からの水平距離を表す
リターンプレーンの電流は、その上（またはそれ以下）の出て行く信号を運ぶ経路に密接に従う。D／H比が5であるとき、出て行く信号を運ぶ経路のエッジからの電流密度「D」は、4 %未満に低下するD／H比が10のとき、発信信号を流す経路のエッジからの電流密度が「D」の電流密度は、その下の1 %未満で低下する。その結果、戻り面の交流は、基本的に、対応する発信信号を通過する経路の下の領域に制限される。これは、PCBレイアウトを考慮するとき、グランドプレーンを分割する必要がない理由です。さらに、グランドプレーンの分割は、重大な放射線問題を引き起こすことがありえます。多くのデザイナーは高価な遮蔽でこの問題を解決しようとしますが、彼らは無駄です。
基準面の戻り電流は、その対応する流出電流に密接に追従する。したがって、出電流の経路を十分な距離に保つことができれば、戻り平面電流の混合を回避することができる。クロストークとノイズを生じるリターンプレーン電流の混合である。ここで述べた線間の距離は、層間の距離（図2の「H」と式1）の関数である。
電流密度式によれば、発信信号を通過する経路のエッジからの任意の点（または“D”）に対する電流密度を計算することができる。この式は電流ではなく電流密度を計算します。
代表的な距離「H」は、プリント基板上の戻り信号と戻り面の実際の位置を通る経路に依存する。
それが外側のレイヤーおよび内側のレイヤーの間である場合、4レイヤーおよび6 -層回路基板の代表的な「H」値は75のミルである
つの内側層の間にある場合、4層回路基板の典型的な「H」値は39ミルであり、6層回路基板の典型的な「H」値は14ミルである。
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経路のエッジ間の距離が出て行く信号と戻り信号を運ぶ経路の間の距離の4倍に達するならば、クロストークは信号振幅の6 %未満に低下する。
近接効果と皮膚効果の複合影響
近接効果と表皮効果の組み合わせの結果、導体の通電面積は断面全体の小さな部分のみを占め、実際の電流伝達面積は図3に示す場合よりもはるかに小さい。
図3 :表皮効果と近接効果の複合効果は、導体が実際に電流を運ぶ領域が大幅に減少するということである
表皮効果及び近接効果は、導体の電流伝達領域が導体の断面よりも小さくなるので、両者は導体の交流抵抗を増加させる。
影響 プリント配線板レイアウト パフォーマンスについて
皮膚効果と近接効果に加えて、高周波回路 電磁干渉（EMI）として表現される別の問題がある。この問題は、2.つの面で現れます：信号放射と信号受信.
今日の政府はすべて設備によって許容される放射線エネルギーに関する規則を持っている。デバイスの放射エネルギーを制限することにより、回路によって受信された干渉信号を低減することができる。ある意味では、これらの規則はとても良い。同時に、我々の回路が無許可の周波数干渉信号を放射することができないことを確実とするために処置をする必要があります。また、回路設計プロセス中に、回路が周囲の干渉信号を受信するのを防止するために適切な処置を取らなければならないことを、設計実施によって説明する。いずれにしても、回路が強い干渉を伴う環境にさらされるとき、我々は確信することができません。
流出電流とリターン電流が流れると、流出経路と戻り流路との面積を「円形領域」と呼ぶ。循環面積が大きいほど、導体周囲の電磁界が大きくなる。放射は周囲の電磁場によって発生する。循環面積が大きいほど、電磁放射又は電磁結合によって受信されるエネルギーが大きくなる。帰還面上の非常に狭い経路に沿って高周波電流が流れるので、経路は、例えば接地面の戻り電流経路が分割されているグランドプレーンによって逸脱することを強制されるとき、経路のようであり、放射を放出する。発信電流に対応したパスを運ぶ場合は、放射線がより深刻である。したがって、グランドプレーンを分割することは良い方法ではない。
人々は通常、印刷回路に未使用の領域を充填する板 接地された銅膜で. しかし, 充填に使用される銅膜が1.点だけ接地されている場合, それは実際にそのポイントを流れることができる地上飛行機を設計するのと等価です. エネルギーを放射するアンテナ. したがって, 場合は、1.つ以上のポイントを介して地面をすることはできません, この銅フィルム充填モードを使用しないでください.
別の一般的な方法は、単一のグランドプレーンおよび電源回路経路を使用することである。この方法に関する問題は、コンデンサの等価直列インダクタンス（ESL）が、図4に示すように、キャパシタのインピーダンスを周波数で変化させることである。異なる許容範囲を有する複数のコンデンサを使用することにより、効果的にバイパスされる周波数範囲を拡張することができるが、周波数が数100 MHzを超えると、キャパシタはもはや有用ではない。このような高周波信号が回路に存在しないと考えると、方形波が30次高調波を超える高調波成分を含むことを考慮してもよい。40 MHzデジタル信号の第30高調波の周波数は1.2 GHz（1200 MHz）である。
図4 :コンデンサは非常に狭い周波数範囲で信号を迂回できる
これらの高周波成分をバイパスする最も効果的な方法は、パワープレーンとグランドプレーンとの間の層間容量を使用することであり、パワープレーンとグランドプレーンとの間に形成されるキャパシタンスは、電力を伝達するための経路に対しては十分すぎるので、十分な高周波バイパス機能を得ることができない。
我々が知っているように、エッジ効果が無視されるならば、層間容量は以下の通りです。
A / K O A / D
これらのうち、k＝層間誘電体の比誘電率
o= 8.854 x 10 - 12ファラッド/メーター
コンデンサの2つの板の面積
コンデンサの2つのプレート間の距離
FR＝4の回路基板をK＝4.1と仮定し、2つの内層間の距離を39ミルとし、式2で計算した場合、層間容量は約3.67 pF／cm 2、23.65 pF／Inch 2である。
回路考察
以前に、我々は混合信号回路装置（例えばADCとDAC）を設計するとき、考慮される必要がある重要な配線問題について議論しました、しかし、雑音処理のために、これは十分に遠いです。次に，入出力回路が雑音を発生させ，どのようにこれらの問題を回避するかを論じた。
入力ドライブの問題
今日生成されたADCは、サンプリングコンバータとみなされ、入力信号をサンプリングし、サンプル電圧を対応する値に変換する。図5は、ADC入力信号をサンプリングするための簡略化された等価回路を示す。図中、「CIN」はピンの入力容量、CSはサンプリングコンデンサ、Sはサンプリングスイッチ、Ronはオン時の抵抗スイッチである。サンプリング時にはスイッチSが閉じ、サンプリングコンデンサCSは入力電圧レベルに充電されるスイッチSが開いており、別のスイッチ（図では示されていない）が閉じられたときのコンバージョンギャップにおいて、異なるADC設計に従って、サンプリングキャパシタに印加される電圧は、別のキャパシタまたはキャパシタに転送される。
スイッチが再び次のサンプリングのためにクローズされるときに、サンプリングコンデンサ上の電圧が他の所で移されるので、サンプリング・コンデンサの電圧は前回のスイッチが開かれたときから異なっている。サンプリングコンデンサを再び充電するために、電流パルスがADCの入力で生成され、電流パルスがADCの入力で電圧スパイクを引き起こす。スイッチが再びオフにされる前に、サンプリングコンデンサが十分に効果的な信号レベルに充電されない限り、一般的に言えば、入力でのそのような電圧スパイクは何ら問題を生じない。重要なことは、スイッチがオフになった後に再びサンプリング入力信号をオフにしなければならないということである。有効信号レベルは以前に達した。
ほとんどのADCはサンプル入力を使用します
ADC回路の入力のコンデンサは、それが急速に安定化できるように、駆動源上の電流要求を軽減するために電荷を蓄積することができる。しかしながら、一般的に言えば、演算増幅器の出力は、より大きなキャパシタンスを「許容することができない」ので、通常、図6に示すように、出力に直列に抵抗器をコンデンサから分離する。
ほとんどのADCはサンプル入力を使用します
したがって、図6の抵抗RFおよびキャパシタンスCFの値を決定する方法は？有効な方法としては、まず、サンプリングコンデンサCsの容量限界をCFの値として10倍取り、次に、式3に従ってRFの値を計算する。
出力容量問題
ボンディングワイヤのインダクタンスは、ウェルバイパスされた出力ワイヤをシリコンチップから分離する。ADC出力ピン信号がローからハイに変化するときに、出力ライン上の負のパルスを観測することができる。この出力ラインが出力段として使用され、同じシリコンチップ上の他の領域によって共有される場合、これらの負パルスはこれらの領域の信号に加えられる。領域がデジタル回路である場合、これらの負のパルス波はジッタノイズを引き起こすアナログ回路であれば、これらの負のパルス波は、変換プロセスにノイズを直接導入する。
デジタル出力がハイからローに変化するとき、バスキャパシタンス及びドリブンデバイスの入力容量に蓄積された電荷は、シリコンチップの表面及びADCの接地ピンを流れる。接地結合インダクタンスは、シリコンチップの直流出力を、素子ピンの安定なノイズフリーグラウンドおよびインパルスパルスから分離する。これらのパルスの振幅は放電出力端子の数によって変化する。この現象を「グラウンドバウンス」と呼ぶシリコンチップの直流成分電圧は、接地線とは無関係で安定した電圧ではなく、電圧差により入力信号と接地線との間でノイズが変動し、再び図7に示すように変換される。
図7：出力コンデンサを充放電するのに必要な電流は、シリコンチップ12にノイズを発生させる
差動入力のADCに対して、差動入力のコモンモード除去（CMR）が上記問題を解決できると考えることができる。実際には、任意の回路のCMRは、ノイズ周波数の増加と共に徐々に失敗する。特に、信号周波数が数百kHzを超えると、CMRの効果はさらに悪化する。これらのグランドバウンスパルスの周波数は通常出力データの周波数に近く、高速電圧立ち上がり時間はより高い周波数に対応しているので、上述した高周波信号範囲に対してCMRの効果はほとんどゼロである。
したがって，我々の課題は誘導雑音を最小化するためにこれらの充放電電流を最小化することである。
この種の誘導ノイズを低減する第1のステップは、デジタル出力ピン上の容量性負荷を低減することであり、これは、ADC出力に直接バスを直接駆動するのを回避する必要があることを意味する（したがって、高速ADCは、従来の3状態出力モード理由を使用している）。より小さいキャパシタンスは、充電中に移動する必要がある電荷量が減少することを意味し、そのために発生する誘導ノイズは当然低い。したがって、設計における非常に重要な点は、駆動されるデバイスを単一の低容量入力ピンを有するようにしようとすることであり、デバイスの入力端は、ADCの出力ピンに可能な限り近くなければならない。
しかし、場合によっては、出力ノイズを誘起ノイズを除去するのに十分なレベルにすることは不可能である。これは、ADCの精度が高く、基準電圧及び信号電圧レベルが低く、サンプリングレートが高い場合に特に当てはまる。このとき、直列抵抗器がADC出力ピンコンデンサの電流を充電および放電し、チップ上のノイズを減少させることができるので、可能な限り直列に47～100オームの抵抗器をADC出力ピンに接続することが有用である。図8を見てください。
直列抵抗が可能な限りADCデジタル出力ピンに配置されない場合、ADCと直列抵抗との間の基板間容量は増加し、したがって、元のノイズより高いノイズを生成する。同様に、A／D変換器の精度の向上、基準電圧の低下、信号電圧レベルの低下、サンプリングレートの向上により、状況はさらに大きくなる。もちろん、これらのデジタル伝送線路の全長を短くしようとする。
図8：ADC出力における直列抵抗は、出力コンデンサ10の充電及び放電に起因するノイズを低減することができる
包括的な精緻化
すべての信号伝送線は伝送線です。線の長さがあるしきい値を超えると、信号歪み、タイミングずれ、ジッタ、およびノイズを避けるために伝送線として扱われなければならない。
信号周波数が増加するにつれて、表皮効果及び近接効果がラインインピーダンスの実際の構成要素（抵抗）を増加させる。他のラインが伝送線から接近しているか遠く離れているときに、伝送線のインピーダンスはそれに応じて変わる。そして、伝送線全体の不均一なインピーダンス配布に結果としてなる。従って、配線にどのように対処するかは配線において極めて重要である。戻り値の戻り値についても同様です。層間容量は、散乱キャパシタによって除去されない高周波信号成分をバイパスすることができるので、非常に重要である。
一般に、ADC駆動回路の合理的な設計および出力電流の低減は、回路の内部性能を損なうノイズを低減するのに役立つ。
