PCB技術 - 信号完全性理論に基づくPCBシミュレーション設計と分析研究

現在、国内外の関連する信号完全性（SI）工学と研究は依然として未熟な学科であり、その分析方法と実践はまだ十分に整備されておらず、引き続き探索する段階にある。信号完全性コンピュータ解析に基づくPCB設計方法のうち、最も核心的な部分はPCBボードレベル信号完全性モデルの構築であり、これは従来の設計方法との主な違いである。SIモデルの正確性は設計の正確性を決定し、SIモデルの構築可能性はこの設計方法の実行可能性を決定する。

高速デジタル回路設計における問題は主に以下のように体現されている：（1）動作周波数の増加と信号の上昇・下降時間の減少は設計システムのタイミングマージンを低下させ、さらにはタイミング問題を引き起こす、（2）伝送路効果による信号発振、オーバーシュートとアンダーシュートは設計システムのフォールトトレランス、ノイズマージンと単調性に対して巨大な脅威を構成する、（3）信号エッジ時間が1 nsに低下した後、信号間のクロストークが非常に深刻になる。重要な問題（4）信号エッジの時間が0.5 nsに近づくと、電力システムの安定性問題と電磁干渉（EMI）問題も非常に顕著になる。

高速システムにおいて、システムの信号相互接続をうまく処理でき、信号完全性の問題を解決できるかどうかは、システム設計の成功の鍵である。同時に、信号完全性は電源完全性、電磁互換性、電磁干渉（EMC/EMI）問題を解決する基礎と前提でもある。

高周波効果と送電線理論

こうしゅうはこうか

高周波表皮効果の場合、電磁波が良導体に入ると急激に減衰する。良導体中の距離が1波長未満の場所でも電磁波は顕著に減衰するため、高周波電磁場は良導体の1つの表面上にしか存在しない。薄い層では、この現象は皮膚効果と呼ばれています。電磁波場強度が表面1/eまで減衰する深さは表皮深さである

式（1）は、電気伝導率が大きいほど、電気伝導率が良く、動作周波数が高いほど、表皮深さが小さくなり、これにより高周波での抵抗が低周波または直流での抵抗よりはるかに大きいことを説明した。近接効果がいくつかのキャリア導体間の相互電磁干渉である場合、各キャリア導体の断面の電流分布は、分離されたキャリア導体とは異なる。2つの隣接する導体が反対方向に電流を搬送する場合、電流密度は互いに近い両側の最も近い点で最も大きく、2つのキャリア導体の電流方向が同じ場合、2つの外側の電流密度は最小になります。一般に、近接効果は等価抵抗を増加させ、インダクタンスを低下させる。

送電線理論

広義の伝送路は、特定の方向における電磁波の伝送を誘導するための導体、媒体、またはこれらからなる誘導システムである。一般的に議論されている伝送路はマイクロ波伝送路を指し、その理論は長線理論である。伝送路の幾何学的寸法が電磁波の波長に相当する場合は、伝送路の分布パラメータ（または寄生パラメータ）を考慮しなければならない。高速デジタルまたは無線周波数回路設計と高速回路シミュレーション設計では、多くの電磁現象は伝送路理論で説明しなければならない。伝送路理論は高速デジタル（または無線周波数）回路を研究する基礎である。

基本伝送路理論伝送信号レートまたは周波数が一定レベルに達した場合、伝送信号チャネル上の分布パラメータを考慮しなければならない。並列二重線を例にとると、その上の表皮効果は単位長さ当たりの無線周波数インピーダンスを増加させた。無線周波数範囲に達すると、平行二重線の周りの磁場は非常に強く、その寄生インダクタンスを考慮しなければならず、平行二重線の間の電場はコンデンサに相当するべきである。同時に、周波数が高い場合は、ワイヤ間の漏れ現象を考慮しなければならない。したがって、単位長伝送路の等価回路は、図1に示すように、R、L、G、C 4要素から構成することができる。

図1の単位長送電線等価回路

キールホーフの法則によれば、伝送路方程式は

したがって、伝送路方程式の一般解は、

式中：V+、V-、I+、I-はそれぞれ電圧波と電流波の振幅定数であり、+とはそれぞれ入射波（+Z）と反射波（-Z）の伝送方向を表す。伝播定数Cは、

式中：Aは減衰定数、Bは位相定数である。伝送路上の一点の電圧と電流は、それぞれ入射波と反射波の重畳である。Z軸上の任意の点の電圧と電流を

上記の式は、伝送路を伝送する電圧波と電流波が時間と伝送距離の関数であることを示している。

そうごうそうでんせんりろん

集積伝送路は、マイクロストリップ線、ストリップ線、結合線、および様々な共平面導波路を含む。マイクロストリップラインは現在、ハイブリッドマイクロ波集積回路とモノリシックマイクロ波集積回路の中で最も広く応用されている平面伝送線である。リソグラフィプログラムの作成に使用でき、他の受動マイクロ波回路や能動マイクロ波デバイスと集積しやすく、マイクロ波コンポーネントとシステムの集積を実現します。マイクロストリップ線の信号線は外層にあり、接地層は信号線の反対側にあり、テストしやすい。

帯状線、三板線とも呼ばれ、2つの矩形断面の導体帯からなり、接地板の間に均一な媒体や空気が充填されている。リボン線の信号線は2つの電力層の間に挟まれている。理論的には、両側の電力層によって遮蔽されているため、信号を最もよく送信することができます。しかし、信号線を内部に隠すので、テストには不利です。

シグナルインテグリティ理論

信号完全性（SI）は、主に信号が導線に沿って伝送された後の品質とタイミングの問題を研究する。一般的に、解決すべき信号完全性の問題は、（1）インピーダンス不整合による反射、（2）クロストーク、隣接信号の結合によるもの、（3）オーバーシュートとアンダーシュート（4）信号の繰り返し発振に対して、性能は適切な終端によって抑制することができ、（5）地表面反発雑音とスイッチング雑音、高速設備に対して、大量のデータバス信号は急速に反転し、地表回路の電流変化を通じて非理想的な地表面をもたらす、（6）配電。高速回路では、電源/接地平面のインピーダンスを制御することがシステム設計の鍵である。（7）時間の問題。高速設計の場合、信号伝播遅延、クロックオフセット、ジッタはシステムがデータを正確に判断できないようにするのに十分である、（8）EMI問題には、電磁放射線と耐干渉性が含まれる。PCB設計におけるEMI問題の解決はシステムEMI制御における最も重要な一環であり、しかもコストが最も低い。

シミュレーションモデルとモデリング方法

SPICEシミュレーションモデル及びモデリング方法

SPICEシミュレーションモデルSPICE（集積回路に重点を置いたシミュレーションプログラム）は汎用的な回路解析プログラムであり、一般的な条件下で様々な回路特性を解析しシミュレーションすることができる。

SPICEプログラムは、実験ボードやオシロスコープなどの電子実験室全体の機能を置き換えることができる。SPICEプログラムは、（1）抵抗器、コンデンサ、インダクタ、伝送路などの受動デバイスモデル、（2）ダイオード、トランジスタ、接合型電界効果トランジスタ、MOS電界などの半導体デバイスモデル。効果管など。;（3）線形及び非線形の制御電源、例えば独立した電圧源、電流源、制御された電圧源及び電流源などを含む各種電源。（4）A／D、D／A変換インタフェース回路及びデジタル回路デバイスライブラリ。

SPICEモデルモデリング方法は通常、ディスクリートデバイスとチップの2つのデバイスを使用します。デバイスのタイプに応じて、2つの回路モデリング方法が採用されています。

1）基本設備型式。例えば、抵抗器、コンデンサ、インダクタ、一般的な三極管などです。これらは回路を構成する最も基本的なユニットです。通常、物理的な方法を使用してモデル化されます。すなわち、デバイスの物理的特性を記述する方程式を起点としてデバイスのモデルを構築します。同じデバイスの動作周波数によってモデルが異なります。

2）チップ副回路装置の型番。チップは一般的にいくつかの基本的なコンポーネントから構成され、各基本的なユニットコンポーネントとその接続関係はネット時計の形でサブ回路を作成し、他の回路はそれを呼び出してチップのサブ回路モデルを形成することができる。通常はブラックボックス（Blackbox）法を使用してモデル化されます。つまり、デバイスはブラックボックスとみなされ、ポートの動作特性に注目し、モデルを形成するために使用されます。

IBISシミュレーションモデル及びモデル構造

IBISシミュレーションモデルIBIS（入出力バッファ情報）入出力バッファ情報仕様は、コンポーネントの標準モデル情報です。IBISモデルは、V／I曲線に基づいてI／Oバッファを迅速かつ正確にモデル化する方法である。チップ駆動と受信電気特性を反映した国際規格である。ドライブなどの標準的なファイルフォーマットを記録します。出力インピーダンス、立ち上がり/立ち下がり時間、出力負荷などのパラメータは、リンギングやクロストークなどの高周波効果の計算とシミュレーションに適しています。

IBISモデル構造IBISモデルは、I/Oバッファの情報特性を記述するためのモデルである。出力ポートと入力ポートの動作記述は、一連の単純な機能モジュールに分解され、これらの単純な機能モデルから完全なIBISモデルを構築することができます。、つまり、パッケージングによる寄生パラメータ（入出力またはイネーブル端子）、シリコン自体の寄生容量、電源または接地埋め込み保護回路、閾値とイネーブルロジック、プルアップおよびプルダウン回路などを含むバッファユニット内の基本要素。

PCBシミュレーション例及び結果解析

PCBボードシミュレーション関連パラメータ設定

プリント基板シミュレーションには、回線シミュレーションと基板レベルシミュレーションの2種類があります。線路シミュレーションは設計者が設計過程において信号の完全性とタイミングの要求に基づいて、コンポーネントの配置を調整し、システムクロックネットワークを計画し、重要な線路ネットワークの終端戦略を確定し、配線過程において設計を追跡し、随時配線効果をフィードバックするのに役立つ。ボードレベルのシミュレーションは通常、PCB設計がほぼ完了した後に行われます。これらの要因のSIへの影響と、電気、EMC、熱性能、機械的性能などの要因の相互影響を総合的に考慮して、実際のシステムレベルの分析と検証を行うことができます。シミュレーションを実行する場合は、最初にコンポーネントのシミュレーションモデルをロードし、次に事前シミュレーションを実行して、配線中に必要なパラメータ設定といくつかの拘束条件を決定します。そして、実際の配線過程では随時回線シミュレーションにより配線効果を検査し、最後に配線が基本的に完成した後、パネルシミュレーションを行ってシステムの性能を検査する[6]。本論文の例はSFP（小型挿抜可能光トランシーバ）小型挿抜可能光トランシーバの反射シミュレーション解析である。

シミュレーション例と結果解析

シミュレーションモデルはSFP光トランシーバモジュールの原理設計が完了した後に構築され、PCBボードの設計を開始すべきである。SFP光トランシーバモジュールの動作周波数は1.25 Gbit/sに設定されており、データレートが非常に高く、差分トレースの長さが非常に長いため、マイクロストリップ伝送路のインピーダンスマッチングを使用してソースと端末の反射を低減し、信号の品質を確保する必要があります。原理図中のMAX 3748のチップデータによると、差動線のシングルエンド出力インピーダンスは50島で、SFP-MSAプロトコルによると、マザーボード上のRD+/-ポートの差動インピーダンスは100島である。差動線理論によると、結合がない場合、2本の平行マイクロストリップ伝送線の差動インピーダンスは単端インピーダンスの2倍に等しい。したがって、特性インピーダンスが50島の伝送路を用いて整合する必要がある。図2に示すように、MAX 3748とコネクタJ 1との間の相互接続ネットワークトポロジを抽出する。J 1はコネクタであるため、呼出可能な対応するIBISモデルデータはありません。したがって、シミュレーションを可能にするために、システムに付属する差動受信機DIN 1をJ 1にロードする。対応する動作周波数を設定します。

図2 MAX 3748とJ 1が相互接続されたトポロジ構造

シミュレーション結果と分析はシミュレーション結果の分析を通じて、信号品質は設計要求に合わない。主な問題は以下の通りである：（1）上昇エッジと下降エッジの非線形性、（2）波形中のいくつかのオーバーシュートとダウンシュート、（3）エッジレートが遅くなる。上記の問題に対して、回路のさらなる分析を通じて、これらの現象は2つの要素によって引き起こされることが分かった。1）SFP光トランシーバモジュールは主に差動回線を用いて信号伝送を行うため、SFP−MSAプロトコルによると、マザーボード上の差動インピーダンスは100である。また、MAX 3748の差分出力端のインピーダンスは100°である。以前のシミュレーションでは、システムがトポロジを抽出するとき、デフォルトのインピーダンスは60島マイクロストリップラインであり、これはインピーダンス不整合をもたらした。2）システムの差動入力端子負荷がJ 1の後にあるため、高インピーダンス状態にある場合、端子開放の場合に相当し、大きな反射がある。

したがって、信号の品質を保証するためには、インピーダンス整合が必要である。差動伝送路のインピーダンスを100に設定します。差分マイクロストリップ線理論によると、伝送路計算ソフトウェアを用いて、出張分線の線幅は15 mil、線間隔は10 mil、対応する単端インピーダンスは約62.5°を計算することができる。差動線間には一定の結合が存在するため、以前のシミュレーショントポロジ構造中の非破壊マイクロストリップ線を実際の非破壊結合マイクロストリップ線に置き換えてシミュレーション分析を行う。同時に、トポロジー構造では3.3 V電源に50島の終端抵抗を追加した。

修正されたトポロジを図3に示す。

図3修正されたトポロジ

シミュレーション波形とアイグラム解析から、この信号は比較的良好な信号完全性を持っていることが明らかになった。信号のオーバーシュート幅は約54 mV、立ち上がりエッジと立ち下がりエッジは約100 ps、差動出力信号の揺動幅は約850 mVに達し、信号出力要求を満たす。